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概述
损耗是任何SMPS 架构都面临的问题,我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论,图中标明各点的开关波形,用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求,MOSFET 以固定频率(fS),在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。当MOSFET 导通时,输入电压给电感和电容(L 和COUT)充电,通过它们把能量传递给负载。在此期间,电感电流线性上升,电流回路如图2 中的回路1 所示。
当MOSFET 断开时,输入电压断开与电感的连接,电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降,电流流过二极管,电流回路如图中的环路2 所示。MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。D 把每个开关周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]两部分,它们分别对应于MOSFET 的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。所有SMPS 拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期,实现电压转换。
对于降压转换电路,较大的占空比将向负载传输较多的能量,平均输出电压增加。相反,占空比较低时,平均输出电压也会降低。根据这个关系,可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET 的压降)降压型SMPS 的转换公式:
VOUT = D × VIN
IIN = D × IOUT
需要注意的是,任何SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长,那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器,D 越低(相应的VOUT 越低),回路2 产生的损耗也大。
图6. 二极管结反偏时,需要释放正向导通期间的累积电荷,产生峰值电流(IRR(PEAK))。
了解了二极管的反向恢复特性,可以由下式估算二极管的开关损耗(PSW(DIODE)):
PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS
其中,VREVERSE 是二极管的反向偏置电压,IRR(PEAK)是反向恢复电流的峰值,tRR2 是从反向电流峰值IRR 到恢复电流为正的时间。对于降压电路,当MOSFET 导通的时候,VIN 为MOSFET 导通时二极管的反向偏置电压。
为了验证二极管损耗计算公式,图7 显示了典型的降压转换器中PN 结的开关波形,VIN = 10V、VOUT =3.3V,测得IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用这些数值可以得到:
该结果接近于图7 所示测量结果358.7mW。考虑到较大的VF和较长的二极管导通周期,tRR时间非常短,开关损耗(PSW(DIODE))在二极管损耗中占主导地位。
图7. 降压型转换器中PN 结开关二极管的开关波形,从10V 输入降至3.3V 输出,输出电流为500mA。其它参数包括:1MHz 的fS,tRR2 为28ns,VF = 0.9V。
提高效率
基于上述讨论,通过哪些途径可以降低电源的开关损耗呢?直接途径是:选择低导通电阻RDS(ON)、可快速切换的MOSFET;选择低导通压降VF、可快速恢复的二极管。
直接影响MOSFET 导通电阻的因素有几点,通常增加芯片尺寸和漏源极击穿电压(VBR(DSS)),由于增加了器件中的半导体材料,有助于降低导通电阻RDS(ON)。另一方面,较大的MOSFET 会增大开关损耗。因此,虽然大尺寸MOSFET 降低了RDS(ON),但也导致小器件可以避免的效率问题。当管芯温度升高时,MOSFET 导通电阻会相应增大。必须保持较低的结温,使导通电阻RDS(ON)不会过大。导通电阻RDS(ON)和栅源偏置电压成反比,因此,推荐使用足够大的栅极电压以降低RDS(ON)损耗,但此时也会增大栅极驱动损耗,需要平衡降低RDS(ON)的好处和增大栅极驱动的缺陷。MOSFET 的开关损耗与器件电容有关,较大的电容需要较长的充电时间,使开关切换变缓,消耗更多能量。米勒电容通常在MOSFET 数据资料中定义为反向传输电容(CRSS)或栅-漏电容(CGD),在开关过程中对切换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷用QGD 表示,为了快速切换MOSFET,要求尽可能低的米勒电容。一般来说,MOSFET 的电容和芯片尺寸成反比,因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗,同时也要谨慎选择电路的开关频率。对于二极管,必须降低导通压降,以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的硅二极管,导通压降一般在0.7V 到1.5V 之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间,大尺寸二极管通常具有较高的VF 和tRR,这会造成比较大的损耗。开关二极管一般以速度划分,分为“高速”、“甚高速”和“超高速”二极管,反向恢复时间随着速度的提高而降低。快恢复二极管的tRR 为几百纳秒,而超高速快恢复二极管的tRR 为几十纳秒。低功耗应用中,替代快恢复二极管的一种选择是肖特基二极管,这种二极管的恢复时间几乎可以忽略,反向恢复电压VF 也只有快恢复二极管的一半(0.4V 至1V),但肖特基二极管的额定电压和电流远远低于快恢复二极管,无法用于高压或大功率应用。另外,肖特基二极管与硅二极管相比具有较高的反向漏电流,但这些因素并不限制它在许多电源中的应用。然而,在一些低压应用中,即便是具有较低压降的肖特基二极管,所产生的传导损耗也无法接受。比如,在输出为1.5V 的电路中,即使使用0.5V 导通压降VF 的肖特基二极管,二极管导通时也会产生33%的输出电压损耗!为了解决这一问题,可以选择低导通电阻RDS(ON)的MOSFET实现同步控制架构。用MOSFET 取代二极管(对比图1 和图2 电路),它与电源的主MOSFET 同步工作,所以在交替切换的过程中,保证只有一个导通。导通的二极管由导通的MOSFET 所替代,二极管的高导通压降VF 被转换成MOSFET 的低导通压降(MOSFET RDS(ON) × I),有效降低了二极管的传导损耗。当然,同步整流与二极管相比也只是降低了MOSFET 的压降,另一方面,驱动同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC数据资料 以上讨论了影响开关电源效率的两个重要因素(MOSFET 和二极管)。回顾图 1 所示降压电路,从数据资料中可以获得影响控制器IC 工作效率的主要因素。首先,开关元件集成在IC 内部,可以节省空间、降低寄生损耗。其次,使用低导通电阻RDS(ON)的MOSFET,在小尺寸集成降压IC (如MAX1556)中,其NMOS 和PMOS 的导通电阻可以达到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后,使用的同步整流电路。对于500mA 负载,占空比为50%的开关电路,可以将低边开关(或二极管)的损耗从225mW (假设二极管压降为 1V)降至 34mW。合理选择SMPS IC 合理选择 SMPS IC的封装、控制架构,并进行合理设计,可以有效提高转换效率。
集成功率开关
式中,ρ 为线圈材料的电阻系数,l 为线圈长度,A 为线圈横截面积。
DCR 将随着线圈长度的增大而增大,随着线圈横截面积的增大而减小。可以利用该原则判断标准电感,确定所要求的不同电感值和尺寸。对一个固定的电感值,电感尺寸较小时,为了保持相同匝数必须减小线圈的横截面积,因此导致DCR 增大;对于给定的电感尺寸,小电感值通常对应于小的DCR,因为较少的线圈数减少了线圈长度,可以使用线径较粗的导线。
已知DCR 和平均电感电流(具体取决于SMPS 拓扑),电感的电阻损耗(PL(DCR))可以用下式估算:
PL(DCR) = LAVG2× DCR
这里,IL(AVG)是流过电感的平均直流电流。对于降压转换器,平均电感电流是直流输出电流。尽管DCR的大小直接影响电感电阻的功耗,该功耗与电感电流的平方成正比,因此,减小DCR 是必要的。
另外,还需要注意的是:利用电感的平均电流计算PL(DCR) (如上述公式)时,得到的结果略低于实际损耗,因为实际电感电流为三角波。本文前面介绍的MOSFET 传导损耗计算中,利用对电感电流的波形进行积分可以获得更准确的结果。更准确。当然也更复杂的计算公式如下:
PL(DCR) = (IP3 - IV3)/3 × DCR
式中IP 和IV 为电感电流波形的峰值和谷值。
磁芯损耗
磁芯损耗并不像传导损耗那样容易估算,很难估测。它由磁滞、涡流损耗组成,直接影响铁芯的交变磁通。SMPS 中,尽管平均直流电流流过电感,由于通过电感的开关电压的变化产生的纹波电流导致磁芯周期性的磁通变化。
磁滞损耗源于每个交流周期中磁芯偶极子的重新排列所消耗的功率,可以将其看作磁场极性变化时偶极子相互摩擦产生的“摩擦”损耗,正比于频率和磁通密度。
相反,涡流损耗则是磁芯中的时变磁通量引入的。由法拉第定律可知:交变磁通产生交变电压。因此,这个交变电压会产生局部电流,在磁芯电阻上产生I2R 损耗。
磁芯材料对磁芯损耗的影响很大。SMPS 电源中普遍使用的电感是铁粉磁芯,铁镍钼磁粉芯(MPP)的损耗最低,铁粉芯成本最低,但磁芯损耗较大。
磁芯损耗可以通过计算磁芯磁通密度(B)的最大变化量估算,然后查看电感或铁芯制造商提供的磁通密度和磁芯损耗(和频率)图表。峰值磁通密度可以通过几种方式计算,公式可以在电感数据资料中的磁芯损耗曲线中找到。
相应地,如果磁芯面积和线圈数已知,可利用下式估计峰值磁通:
图9. 电容损耗模型一般简化为一个等效串联电阻(ESR)
所有三种损耗都体现在电容的典型损耗模型中(图9 左边部分),用电阻代表每项损耗。与电容储能相关的每项损耗的功率用功耗系数(DF)表示,或损耗角正切(δ)。每项损耗的DF 可以通过由电容阻抗的实部与虚部比得到,可以将每项损耗分别插入模型中。
为简化损耗模型,图9 中的接触电阻损耗、漏电流损耗和电介质损耗集中等为一个等效串联电阻(ESR)。ESR 定义为电容阻抗中消耗有功功率的部分。
式中,ICAP(RMS)是流经电容的交流电流有效值RMS。对降压电路的输出电容,可以采用电感纹波电流的有效值RMS。输入滤波电容的RMS 电流的计算比较复杂,可以按照下式得到一个合理的估算值:
ICIN(RMS) = IOUT/VIN × [VOUT (VIN - VOUT)]1/2
显然,为减小电容功率损耗,应选择低ESR 电容,有助于SMPS 电源降低纹波电流。ESR 是产生输出电压纹波的主要原因,因此选择低ESR 的电容不仅仅单纯提高效率,还能得到其它好处。
一般来说,不同类型电介质的电容具有不同的ESR 等级。对于特定的容量和额定电压,铝电解电容和钽电容就比陶瓷电容具有更高的ESR 值。聚酯和聚丙烯电容的ESR 值介于它们之间,但这些电容尺寸较大,SMPS 中很少使用。
对于给定类型的电容,较大容量、较低的fS 能够提供较低的ESR。大尺寸电容通常也会降低ESR,但电解电容会带来较大的等效串联电感。陶瓷电容被视为比较好的折中选择,此外,电容值一定的条件下,较低的电容额定电压也有助于减小ESR。